< PreviousYoonsang Jeong, Kibae Lee, Hyun Hee Yim, and Chong Hyun Lee 한국음향학회지 제 44 권 제 4 호 (2025) 368 improve broadband power transfer efficiency, it is not optimized from the perspective of maximizing the effective power delivered to the load. This paper proposes a structurally simple impedance matching circuit designed to maximize power transfer in the JHT. The proposed circuit comprises two resonant subcircuits, each consisting of inductors and capacitors, enabling wideband impedance matching without additional external devices while maintaining low design complexity. The design process involves two primary steps: initially calculating the output and load impedances within the driving system, followed by employing an optimization algorithm to select the optimal component values that maximize active power across the operational frequency range. The effectiveness of the proposed circuit is validated through simulation assessments, demonstrating its ability to significantly enhance power transmission in the JHT. II. Impedance Matching Circuit Fig. 2 presents the power driving circuit configurations for the JHT, comprising an impedance matching circuit, a cable, and an input voltage source. The impedance matching circuit is positioned between the voltage source and the cable. It is composed of two resonant subcircuits, each consisting of an inductor and a capacitor , interconnected via a coupling capacitor . [11] To model the cable, an equivalent circuit is used that accounts for a specified cable length and includes distributed para- meters: per-unit-length resistance , inductance , capacitance , and conductance . [12] The circuits shown in Fig. 2 are rearranged into their equivalent impedance representations, as illustrated in Fig. 3. In this equivalent model, the internal resistance of the voltage source is denoted as , and the load impedance, representing the impedance of the JHT, is designated as . The cable impedance is divided into a series component and a parallel component . Using Thevenin’s theorem, [13] the output impedance and the equivalent voltage can be derived and are expressed as follows: ,(1) ,(2) where , , . The complex impedances of and are composed of resistance and reactance so that they can be expressed as and . Since the load impedance consists of fixed RLC components, the load current can be expressed as follows: Fig. 2. (Color available online) Circuit diagram. Fig. 3. (Color available online) Equivalent impedance circuit diagram.Impedance matching circuit design for maximum power transfer in Janus Helmholtz transducers The Journal of the Acoustical Society of Korea Vol.44, No.4 (2025) 369 ,(3) where ∈ denotes a design parameter of the matching circuit. Then, the active power at the load can be expressed as follows: .(4) The matching circuit maximizes the by canceling the reactance through complex conjugate matching, such that . The objective function for maximizing the across the dynamic driving frequency range is defined as follows: arg ∈ ,(5) where denotes the normalized TVR over the target frequency band. It is employed as a weighting factor by being inversely applied to the , thereby enhancing power transfer in frequency regions where the TVR is relatively low. By optimizing this objective function, the optimal values of , and that yield maximum effective power can be determined. To determine the optimal , and values, the Particle Swarm Optimization (PSO) algorithm was employed. [14] The PSO algorithm iteratively optimizes a population of candidate solutions, known as particles. In each iteration, particles adjust their positions based on the best solutions identified by neighboring particles within a defined neighborhood. The PSO method is particularly effective for navigating complex, non- convex, and non-smooth optimization spaces. Unlike gradient-based optimization techniques, PSO does not require derivative calculations, which are often chal- lenging to obtain in complex valued domains. Moreover, compared to genetic algorithms, PSO demands fewer control parameters. In the present implementation, each particle, representing a candidate solution of , and , is updated at every iteration, and the input impedance is calculated using these updated parameters to evaluate the resulting active load power . The proposed dual-resonant circuit design method, utilizing the PSO algorithm, provides a balanced solution for maximizing power transfer through impedance matching without the need for external devices, while maintaining low design complexity. III. Simulation Results To design the JHT and analyze its impedance characteristics, the Distributed Parameter Model (DPM) was utilized as described in Reference [3]. The axisymmetric simulation model is depicted in Fig. 4, and the corresponding structural parameters of the designed JHT are provided in Table 1. Furthermore, a 100-meter Fig. 4. (Color available online) 2-D axisymmetric diagram of the JHT. Table 1. Structural parameters of the JHT[3]. Structural parameterValue (mm) Thickness of the tail mass ( ) 20 Radius of the piezo disc ( ) 28 Thickness of the piezo stack ( ) 150 Radius of the head mass ( ) 95 Thickness of the head mass ( ) 15, 25 Radius of the housing ( )97 Thickness of the housing ( )15 Length of the housing ( ) 150Yoonsang Jeong, Kibae Lee, Hyun Hee Yim, and Chong Hyun Lee 한국음향학회지 제 44 권 제 4 호 (2025) 370 cable was modeled to replicate the electrical behavior reported in Reference [12]. For simulation analysis, the impedance characteristics of the load are presented in Fig. 5. In this study, resonant frequencies are defined as the frequencies at which the phase of the impedance is closest to 0°, signifying minimal reactive component. These frequencies mark the boun- daries of the non-resonant region, wherein the impedance phase deviates substantially from 0°. This non-resonant region exhibits increased reactance, which causes significant phase mismatch between voltage and current, thereby reducing power transfer efficiency. Note that the JHT has resonant frequencies at 1450 Hz and 2480 Hz, Usually, the JHT is used for frequency band between the two resonant frequencies. However, we consider two frequency bands illustrated in Fig. 6 to evaluate performance of the proposed impedance matching circuit. The first region covers wider frequency bands, including both resonant and intermediate non- resonant band. The second region corresponds to only non-resonant bands, and its bandwidth is empirically set to be 60 % of . Thus, load impedance of band has large reactance, and power transfer efficiency can be reduced. The frequency bands of two types are sum- marized in Table 2. The values of , and in the impedance matching circuit are determined by the PSO algorithm using Eq. (5). Table 3. summarizes the hyperparameter settings em- ployed in the PSO algorithm. In this design, is assumed to be 50 Ω, which is typical output impedance of signal generators. To account for resistive losses caused by high- value inductors in practical applications, the convergence range of in the PSO algorithm was constrained. Based on the characteristics of a commercial component (B82731T, TDK Electronics), which exhibits a resistance of 6.6 Ω at 100 mH, the quality factor at the minimum operating frequency of 1450 Hz in this study is approximately 138, indicating sufficiently high perfor- mance. Therefore, the inductance search range in the PSO algorithm was set to 1 mH to 100 mH. For the capacitor, since the matching frequency approximates the anti- resonance, the capacitance range was chosen such that the anti-resonance frequency centers around 1965 Hz, which corresponds to the target matching band. Accordingly, the capacitance search range was defined as 1 pF to 0.15 μF. The optimized values of , and for the matching circuit, obtained using the objective function defined in Eq. (5), are presented in Table 4. In the simulations, performance was evaluated by Fig. 5. (Color available online) Impedance charac- teristics of the load. Fig. 6. Band allocation for impedance matching. Table 2. Frequency ranges and bandwidths. BandParameterRange (Hz) Frequency range[1656, 2274] Bandwidth618 Frequency range[1450, 2480] Bandwidth1030 Table 3. PSO algorithm parameters. ParameterValue Swarmsize30 Inertiarange[0.1 1.1] SelfAdjustmentweight1.49 SocialAdjustmentweight1.49 MaxIterations600Impedance matching circuit design for maximum power transfer in Janus Helmholtz transducers The Journal of the Acoustical Society of Korea Vol.44, No.4 (2025) 371 comparing the average of , minimum and deviation of the TVR with and without the application of the matching circuit. The matching circuits used for evaluation include the one from a previous study, [10] which was designed to maximize both input and load power factors, and the matching circuit proposed in this paper, which is optimized to maximize the active power delivered to the load. Fig. 7 illustrates the load power for each frequency range of and , with and without the matching circuit. The proposed matching circuit demonstrates high effective power in the non-resonant frequency band below 1,800 Hz compared to the existing method and unmatched case, where the transducer exhibits relatively low TVR performance. Table 5. summarizes the average effective power for each frequency band under the different matching conditions. In the band, the power increased from 0.72 mW to 1.79 mW, representing a 2.48 times improvement. In the narrower band, the power increased from 0.43 mW to 2.13 mW, corresponding to a 4.95 times enhancement. Fig. 8 illustrates the TVR for each frequency band with and without the matching circuit. In the non-resonant frequency band below 1800 Hz, the proposed matching circuit yields superior TVR performance compared to the conventional method, owing Table 4. Optimized coupling capacitor and inductor of the impedance matching circuit. BandParameterValue 522 nF 22 mH 1 pF 625 nF 24 mH 1 pF Active power (mW) (a) Active power (mW) (b) Fig. 7. (Color available online) Load active powers (a) in the , (b) in the . Table 5. Average load active power. BandCaseValue without matching0.43 mW with matching [10]1.80 mW with matching [our]2.13 mW without matching0.72 mW with matching [10]1.66 mW with matching [our]1.79 mW TVR (dB) (a) TVR (dB) (b) Fig. 8. (Color available online) TVR (a) in the , (b) in the .Yoonsang Jeong, Kibae Lee, Hyun Hee Yim, and Chong Hyun Lee 한국음향학회지 제 44 권 제 4 호 (2025) 372 to enhanced power delivery in the low-TVR band. Table 6 summarizes the minimum and deviation of the TVR across each frequency band under different matching conditions. In the band, the minimum TVR increased by 8.9 dB, and the TVR deviation decreased by 9.4 dB. In the narrow band, the minimum TVR increased by 5.2 dB, while the TVR deviation was reduced by 7.4 dB. The increase in active power and TVR arises in non-resonace band from the cancellation of the load reactance by the output reactance, which is achieved through the JHT matching circuit designed according to the objective function defined in Eq. (5). IV. Conclusions In this study, we proposed a dual-resonance-based impedance matching circuit design method to maximize power transfer in the JHT. The proposed approach utilizes an equivalent power driving circuit that incorporates a compact matching network and is guided by an objective function targeting the maximization of effective load power. By considering the transmitting characteristics of the transducer and enabling high power transfer in the non-resonant frequency band, the proposed matching circuit improves power transfer efficiency and TVR performance. Simulation results based on an equivalent JHT circuit model indicate that, under a 1 V rms input voltage, the average effective power delivered to the JHT reaches 2.13 mW, representing a 4.95 times improvement compared to the unmatched case. In addition, the minimum TVR increases by more than 5 dB, while the TVR deviation is reduced by over 7 dB. While the proposed matching circuit improves power transfer and TVR performance in the non-resonant frequency band, the dual-resonance-based design has inherent limitations in enhancing performance across the entire frequency spectrum. These findings suggest that future research should explore extended matching strategies beyond dual-resonance designs to further improve broadband power transfer efficiency. Acknowledgement This research was supported by the 2025 scientific promotion program funded by Jeju National University. References 1.J. Y. Pyun, Y. H. Kim, and K. K. 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He is currently pursuing the Ph.D. degree with the Department of Ocean System En- gineering, Jeju National University. His research interests include antenna sensors, analogue circuit systems and machine learning. ▸Kibae Lee (이 기 배) Kibae Lee received the M.S. degree in ocean system engineering from Jeju National University, in 2017. He is currently pursuing the Ph.D. degree with the Department of Ocean System Engineering, Jeju National University. His research interests include machine learning, sonar signal processing and sonar systems. ▸Hyun Hee Yim (임 현 희) Hyun Hee Yim received the B.S. degree in ocean system engineering from Jeju National University, in 2024. She is currently pursuing the M.S. degree with the Department of Ocean System Engineering, Jeju National University. Her research interests include machine learning and impedance matching circuit design. ▸Chong Hyun Lee (이 종 현) Chong Hyun Lee received the Ph.D. degree in electronic engineering from Korea Advanced Institute of Science and Technology (KAIST), in 2002. He is currently working as a professor with the Department of Ocean System Engineering, Jeju National University. His research interests include machine learning, sonar signal processing and impedance matching circuit design.I. 서 론 채널 전달 특성 등이 매우 빠르게 변화하는 수중 채널 환경에서 적응적으로 대처할 수 있고 전송 거 리 확장과 통신 성능을 동시에 보장할 수 있는 적응형 부호화 변조 방식인 Adaptive Coded Modulation(ACM) 수중 통신 환경에서 코드분할 다중 접속 방식을 위한 확산 요소 선택 기준 연구 A study on spreading factor selection criteria for code division multiple access method on the underwater communications 홍예권, 1 정지원, 1† 김준호, 2 안병선 2 (Ye-gwon Hong, 1 Ji-won Jung, 1 † Jun-ho Kim, 2 and Byoung-sun Ahn 2 ) 1 국립한국해양대학교, 2 LIG넥스원 (Received May 22, 2025; accepted July 9, 2025) 초 록: 시변하는 수중 환경에서 다중 경로로 인한 지연 확산을 극복하고 성능과 정보 전송률을 동시에 향상 시키기 위한 다양한 적응적 기법 적용이 매우 필수적이다. 지연 확산으로 인한 선택적 주파수 페이딩을 극복할 수 있는 코드분 할 다중접속(Code Division Multiple Access, CDMA) 방식은 정보 비트를 확산시키는 Spreading Factor(SF)의 길 이에 따라 성능과 정보 전송률이 다르다. 본 논문에서는 수중 채널 환경에 따라 CDMA 전송 기법에서 최적의 SF를 선택 할 수 있는 기준인 Channel Quality Indicator(CQI) 기반의 적응형 SF 모드 전송 기법을 제안한다. 본 논문에서 적용된 CQI는 송수신자가 서로 알고 있는 파일럿 정보를 이용하여 Pilot Signal to Noise Ratio(PSNR)과 Pilot Bit Error Rate(P-BER) 추정치를 이용하였으며, 이의 기준을 설정하여 시변 수중 채널에 적응적으로 SF를 변화하였다. 제안한 방법은 고정된 SF를 갖는 기존의 방법에 비해 약 15 % ~ 45 %의 정보 전송률 향상을 나타내는 것을 모의 실험을 통해 확인하였다. 핵심용어: 적응형 기법, 확산 인수, 채널 품질 지시자, 파일럿 신호대 잡음비, 파일럿 비트 오류율 ABSTRACT: In time variant underwater environments, application of various adaptive methods are essential in order to enhance performance and transmission rate simultaneously. In Code Division Multiple Access (CDMA) method, which overcome selective frequence fading induced by delay spreading, its performance and information rate are different according to Spreading Factor (SF) which denotes amount of bandwidth expansion. Therefore, we propose adaptive SF mode transmission method based on Channel Quality Indicator (CQI) criteria for selecting optimal SF. Using Pilot symbols known as transceiver, estimated Pilot Signal to Noise Ratio (PSNR) and Pilot-Bit Error Rate (P-BER) are employed as COI criteria, and we establish an optimal CQI criteria by varying underwater channel conditions. It was confirmed through simulations that successive transmission rate of the proposed adaptive SF mode improved about 15 % ~ 45 % compared to that of conventional fixed SF mode. Keywords: Adaptive method, Spreading Factor (SF), Channel Quality Indicator (CQI), Pilot Signal to Noise Ratio (PSNR), Pilot Bit Error Rate (P-BER) PACS numbers: 43.60.Ac, 43.60.Mn, 43.60.Dh 한국음향학회지 제44권 제4호 pp. 374～383 (2025) The Journal of the Acoustical Society of Korea Vol.44, No.4 (2025) https://doi.org/10.7776/ASK.2025.44.4.374 pISSN : 1225-4428 eISSN : 2287-3775 †Corresponding author: Ji-won Jung (jwjung@kmou.ac.kr) Department of Radio Communication Engineering, Korea Maritime and Ocean University, 727 Taejong-ro, Yeongdo-Gu, Busan 49112, Republic of Korea (Tel: 82-51-410-4424, Fax: 82-51-404-3986) Copyrightⓒ 2025 The Acoustical Society of Korea. This is an Open Access article distributed under the terms of the Creative Commons Attribution Non-Commercial License which permits unrestricted non-commercial use, distribution, and reproduction in any medium, provided the original work is properly cited. 374수중 통신 환경에서 코드분할 다중 접속 방식을 위한 확산 요소 선택 기준 연구 The Journal of the Acoustical Society of Korea Vol.44, No.4 (2025) 375 기법이 연구되고 있다. [1-4] 또한 수중 통신의 시변 채 널은 주로 다중 경로로 인한 지연 확산으로 인한 발 생하는 선택적 주파수 페이딩이 성능 저하의 주된 요인이므로 Code Division Multiple Access(CDMA) 및 Orthogonal Frequency Division Multiplexing(OFDM) 방 식을 적용한 ACM 기법 또한 연구되고 있다. [5,6] 본 논 문에서는 CDMA 방식에서 Spreading Factor(SF) 길이 를 가지는 확산 코드 즉 를 이용하여 확산 및 역 확산시키는 직접 수열대역 확산 기법(Direct Sequence Spread Spectrum, DSSS)을 적용한다. 기존의 SF를 고 정하여 채널 부호화 방식 및 변조 방식을 변화하기 보다는 채널 부호화 방식의 부호화율, 변조 방식을 고정하면서 대역 확산을 위한 SF를 시변 채널에 능 동적으로 적용할 수 있는 적응형 SF 모드 전송 방식 을 연구한다. 그러나 수중 통신의 대역폭은 일반적 인 지상에서의 통신보다 대역폭이 좁아 SF 가 제한 되며, SF가 클수록 데이터 전송률 또한 낮아진다. 따 라서 채널 상태에 따라 SF를 적응적으로 변화하면 전체적으로 데이터 전송률을 향상시키면서 요구되 는 성능을 만족할 수 있다. 또한 이의 연구를 위해서 는 DSSS 방식에 성능을 좌우할 수 있는 RAKE 처리 과정에 있어서 최적화를 수행한다. 따라서 본 논문 에서는 SF에 따라 RAKE 처리과정에 있어서 최적의 임계값을 설정하였으며, 채널 상태에 따라 효율적 으로 SF를 선택할 수 있는 Channel Quality Indicator (CQI) 기준을 제시한다. 기존의 연구에서 CQI는 주 로 수신되는 신호의 Received Signal to Noise Ratio (RSNR)를 주로 적용하는데 이는 다중 경로에서는 정확성을 가지지 못한다. 본 논문에서 제시한 CQI는 송신단에서 데이터 전송 전에 송수신자가 알고 있 는 파일럿 신호를 전송하면 수신단에서는 수신된 파일럿 신호에 대한 Pilot SNR(PSNR)과 파일럿 신호 의 Bit Error Rate(BER)인 P-BER값을 CQI 정보로 설정 한다. 따라서 본 논문에서는 CQI 정보를 이용한 SF 선택 기준을 설정하였으며, CQI 정보에 따라 SF를 가변적으로 전송하였을 때, 전체적인 정보 전송량 이 SF가 고정인 것 보다 향상됨을 알 수 있다. 본 논 문의 구성은 다음과 같다. 제2장에서 시스템 모델을 설명하고, 제3장에 RAKE 처리 과정에서의 최적의 임계값을 설정한다. 제4장에서는 CQI 정보에 대해 설명하며, 제5장에서는 모의실험을 통해 SF에 대한 CQI 기준을 제시하며, 이의 정보 전송률 향상을 보 이고, 마지막으로 제6장에서 결론을 서술한다. II. 시스템 모델 본 논문에서의 CDMA 기반 적응형 SF 모드 전송 을 위한 시스템 모델은 Fig. 1과 같다. 송신단에서 수 신단으로 채널 상태 정보를 획득하기 위해 먼저 송 수신자가 알고 있는 파일럿 신호 신호를 전송한다. 이를 이용하여 수신단에서는 송신단에서의 SF 선택 에 필요한 추정 정보 즉 CQI를 송신단으로 전송하 Fig. 1. (Color available online) System model.홍예권, 정지원, 김준호, 안병선 한국음향학회지 제 44 권 제 4 호 (2025) 376 며, 수신된 CQI 정보를 이용하여 송신단의 입력 신 호의 정보 속도, SF를 정하여 송신한다. 송수신단에 서 데이터를 전송하기 전에 파일럿을 전송하면 수 신단의 이를 분석 및 측정하여 파일럿 신호에 대한 PSNR과 P-BER 값을 송신단에 전송하면 송신단의 CQI indicator는 수신된 CQI 정보의 범위에 해당하는 SF 및 채널 부호화 하기 위한 정보 비트의 사이즈 또 는 정보 전송률 선택한다. Fig. 1과 같이 채널 부호화 기는 5G에 적용되는 생성 다항식 , 회 귀 다항식 , 상태수 8, 부호화율 1/3을 갖 는 터보 부호화기 [7] 와 변조 방식으로는 Binary Phase Shift Keying(BPSK) 변조 방식을 고정하여 SF에 따른 직접 수열 대역 확산 전송 기법을 적용하였다. 터보 부호화 및 인터리빙 된 비트는 대역확산 후 중심 주 파수로 변조하여 전송된다. Fig. 1의 송신부에서 개 의 비트 가 채널 부호화를 통 과한 후 개의 부호화 비트, 가 생성되며, 반복 부호화기를 통과한 신호는 군집 오류를 산발 오류로 바꾸기 위한 인터리빙을 거친 다. 인터리빙 후, 채널 부호화된 비트 열 의 대역확 산 후 동기 획득을 위한 개의 파일럿 비트열 을 삽입한다. 개 비트 열이 생성되며, 를 SF에 해당하는 를 곱하여 대역 확산 후 확산하지 않는 개의 파일럿 비트열 를 연접시킨 × 개의 비트열을 BPSK 변조 한 전송 심볼 하 할 때, 수신 신호 에서 번째 수신신호 는 Eq. (1)로 나타 낼 수 있다. ,(1) 여기서 은 전체 다중 경로(multi-path)의 수를 나타 내며 은 번째의 다중 경로를 나타낸다. 는 경 로에 있는 채널 응답 계수를 나타내며 는 가우 시안 잡음을 나타낸다. 수신단에서는 동기 복조 후 SF 수에 따라 RAKE 처리 과정을 한다. RAKE 처리된 신호는 복호부로 전달되어 복호된다. Fig. 2는 직접 수열 대역 확산 기법 적용을 위한 전송 프레임 구조 를 나타낸다. CDMA의 SF가 달라도 동일한 길이의 프레임을 갖고 있다. Fig. 2의 전송 프레임 구조에서 프리엠블은 Linear Frequency Modulation(LFM)으로 구 성되어 있다. 이는 송수신단이 알고 있는 신호이며, 전송 프레임의 시작점, 즉 동기를 획득하며, 또한 전 송 프레임에서 발생되는 도플러 주파수를 보상한다. 도플러 확산으로 인한 페이딩은 동기 확보를 어렵 게 하며 복조 성능을 열화시킨다. 도플러 추정은 1차 적으로 수신 신호 과 송신 프리앰블 신호인 LFM과 의 상관을 취하여 구한다. 채널 대역폭에서 여러 주 파수 편차를 가지는 프리앰블 신호의 상관 뱅크를 만들어 최고 피크 치를 가지는 도플러 편이 값을 추 정하며, 프레임 동기를 확보한 후 interpolation 후 다 운 샘플링 한다. [8] 파일럿은 428 심볼 길이를 갖고 있 으며, 이는 대역확산하지 않는 m-sequence를 사용한 다. 파일럿 역시 LFM과 동일하게 송수신단이 알고 있으며, 파일럿은 LFM에서 보상되지 않은 잔여 도 플러 주파수 및 위상을 인접한 CDMA 데이터에 보상 한다. 프레임의 시작점을 찾으면 모든 CDMA 데이터 블록을 interpolation 후, 파일럿 데이터를 이용하여 각 CDMA 데이터 블록의 상세한 도플러 값을 추정한다. 5개의 CDMA 데이터 블록의 총 데이터 수는 15,360 chip으로 고정하였다. 예를 들어 Table 1과 같이 SF가 Fig. 2. (Color available online) Transmission frame structure. Table 1. Turbo input size and source data rate for SF. Coding rateModulationSFInput bitsRate [bps] 1/3BPSK 8640625 16320312 32160156.25 648078.125 1284039.0625수중 통신 환경에서 코드분할 다중 접속 방식을 위한 확산 요소 선택 기준 연구 The Journal of the Acoustical Society of Korea Vol.44, No.4 (2025) 377 8과 부호화율이 1/3인 경우 터보 부호의 입력 비트 길이가 640 비트가 되며, 부호화 비트 수는 1,920 비 트가 되며 확산된 CDMA 데이터는 SF만큼 곱하여 15,360 chip이 되어 3,072 chip씩 5개의 CDMA 데이터 블록에 할당되어 전송된다. Table 1은 SF에 따른 터보 부호화기 입력 비트수를 나타내며, 이는 데이터 전송률과 관계가 있다. Table 1의 데이터 전송률은 대역폭이 20 kHz일 때, CDMA 확산 후 15 kcps로 고정할 때, 터보 부호 전의 소스 데 이터율을 나타내며, 예를 들어 SF가 8, 부호화율이 1/3일 때 터보 부호화 하기전의 소스 데이터율은 625 bps가 된다. 이는 Fig. 2의 전송 프레임 구조에서 대역 확산 후 SF에 따라 전송되는 칩전송률은 동일함을 의미한다. III. RAKE 최적 파라미터 설정 Fig. 1에서 수신 신호를 복조 후 도플러 및 위상 오 차를 보상 후 신호 가 Fig. 3의 RAKE 처리과정의 입 력 신호라 할 때, SF에 해당하는 확산 코드인 를 이용하여 역확산시킨다. RAKE 처리과정은 다중 경로를 통해 수신기에 도 착한 신호를 SF 에 해당하는 의 chip 길이인 만큼 탭을 지연시켜 다중 경로를 통해 수신된 수신 신호와 을 곱하여 전력을 구하여 합하는 과정 이다. 이상적으로 탭 지연 라인과 다중 경로의 지연 시간이 일치하였을 경우 큰 상관관계 값을 가지게 되고 그 외의 경우에는 상관관계 값이 매우 작아진 다. 상관관계를 구하고 적분을 통해 복조한 다음, 각 탭의 출력값을 최대 비 합성법으로 합성한 뒤 신호 를 출력하게 된다. 최대 비 합성법에서 각 탭의 출력 으로 나타나는 값 중 시간 지연이 되지 않아 가장 큰 상관관계를 가지는 값을 제외하면 나머지 값들은 의도치 않은 self-noise가 된다. 이러한 self-noise 값들 은 RAKE 과정에 영향을 줘 수신기의 성능 저하를 야 기한다. 이 문제는 각 탭의 출력값에 임계값을 주어 self-noise 값들을 제거함으로써 해결할 수 있다. 즉, 만큼 지연된 신호의 전력을 합할 때, 각각의 가지 에서 임계값(threshold) 이상일 때만 출력 신호에 반 영한다. 또한 RAKE 수신기의 성능은 가중치 값을 이용하여 더욱 향상될 수 있다. 가중치 값은 RAKE 수신기의 여러 가지에 입력되는 신호에 대해 상관 관계가 큰 값은 더 크게 만들고, 작은 값은 더 작게 만 들어 RAKE 수신기에서 self-noise를 줄여주고 최대 비 합성 단계에서 합성 효과를 더욱 크게 만들어주 는 효과를 가지고 있다. 번째 가지에서의 가중치 값 는 다음과 같이 Eq. (2)로 나타낼 수 있다. ⋯ .(2) 는 각각의 번째 가지에서 출력된 값을 나타낸 다. Eq. (2)에 의해 가중치 값 를 구한 뒤, 상관관 계 값인 와 곱하여 임계값과 비교하여 큰 경우에 Fig. 3. RAKE processing procedure. Fig. 4. (Color available online) BER performance for thresholds (SF = 32, SNR = -15.0 dB).Next >